最近，為了降低無(wú)源元件的尺寸并獲得快速動(dòng)態(tài)響應，驅動(dòng)頻率已被提高至MHz的數量級。但驅動(dòng)頻率越高，開(kāi)關(guān)損耗就越大。隨著(zhù)開(kāi)關(guān)頻率不斷增加，MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗將超過(guò)導通損耗。特別是由于功率器件是在最高電壓電流條件下關(guān)斷的，因此，升壓轉換器的關(guān)斷開(kāi)關(guān)損耗要大于導通開(kāi)關(guān)損耗。本文將介紹一種簡(jiǎn)單的能夠降低或消除升壓轉換器開(kāi)關(guān)損耗的LC諧振網(wǎng)絡(luò )，并詳細分析其工作模式。

　　引言
在便攜式產(chǎn)品的各種DC/DC轉換器中，效率已逐漸成為有關(guān)延長(cháng)電池壽命的熱門(mén)話(huà)題。在升壓轉換器或步進(jìn)轉換器中，主要的開(kāi)關(guān)損耗是在功率開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的，因為此時(shí)仍處于最大的電壓電流轉換條件。在非連續性電流模式（DCM）中，升壓轉換器的主要功率器件通過(guò)從零電流開(kāi)始的一個(gè)軟啟動(dòng)電流來(lái)導通。由于功率器件在高電壓零電流時(shí)導通，所以它的開(kāi)關(guān)損耗非常小，可以忽略不計。鑒于電感電流的正斜率，其流入功率器件的電流在器件關(guān)斷時(shí)達到最大。因此，在DCM中，關(guān)斷損耗比導通損耗大。不過(guò)，導通損耗是在連續電流模式（CCM）下產(chǎn)生的，但其關(guān)斷損耗仍然大于導通開(kāi)關(guān)損耗。本文所介紹的LC諧振電路，可降低或消除關(guān)斷開(kāi)關(guān)損耗。

　　諧振電路的詳細描述
在升壓、降壓或升/降壓轉換器中，LC諧振網(wǎng)絡(luò )可按圖1所示實(shí)現。

圖1顯示了無(wú)損耗LC諧振網(wǎng)絡(luò )的不同應用實(shí)例。本文中，如圖2所示，LC諧振網(wǎng)絡(luò )被用于升壓轉換器。為簡(jiǎn)化模式分析，假設功率器件和所有無(wú)源元件都是理想的。圖3顯示了帶有LC諧振網(wǎng)絡(luò )的升壓轉換器在各個(gè)時(shí)段的工作模式。本文提出的具有附加諧振網(wǎng)絡(luò )的升壓轉換器，它的工作可分為三種模式。首先，主開(kāi)關(guān)Q是關(guān)斷的。電感電流iL（t）具有負斜率，通過(guò)電感L和輸出二極管Do流向負載，如圖3（a）所示。電壓V_Cr由一個(gè)正電平充電，并具有和輸出電壓Vo 相同的幅值，見(jiàn)圖3（a）。

模式1（t₁≤t < t₂）：在t = t₁時(shí)，Q導通。電感L_r和電容C_r啟動(dòng)諧振，諧振頻率及其周期T_r可計算如下：

（1）

（2）

　　由于諧振阻抗Z_r=√（C_r/L_r），故諧振峰值電流I_rpk為：

（3）
模式2（t₂≤t < t₃）：一旦Q導通，諧振電流就迭加到MOSFET的漏極電流上。在非連續電流模式（DCM）中，漏極電流從零開(kāi)始。由于Lr和Cr產(chǎn)生的諧振，使得Cr 的電壓極性改變。如果電壓V_Cr 變得比DC輸入電壓更高，則D1導通。因此，在Q導通時(shí)（如圖3（c）和圖4所示），通過(guò)輸入電壓，V_Cr 被很好地箝位。在諧振周期Tr 之后，電感電流具有正斜率，并與圖3（e）所示的典型升壓轉換器的波形相同。電感電流峰值可計算如下：

（4）

　　這里，I_in是輸入平均電流，T_s是開(kāi)關(guān)周期，D是占空比，定義為D （t₃ - t₁）/ T_s。若Q關(guān)斷，這種模式即結束。
模式3（t₃ ≤t < t₄）：如圖3所示，當Q關(guān)斷時(shí)，電感電流直接從MOSFET轉到Cr。負載電流由輸出濾波器提供，輸入電壓源沒(méi)有電流流出。因此，利用一個(gè)恒定諧振電流，Cr電壓從-V_in變?yōu)?V_o，如圖4所示。在這種條件下，MOSFET漏源電壓V_ds具有一個(gè)斜率，因為它通過(guò)諧振電流I_pk從-V_in充電到+V_o。周期T_d = t_{4 - t3}之間的時(shí)間，可由下式求得：

（5）

　　故此，MOSFET漏極電壓正慢慢增加，同時(shí)其電流立即從MOSFET轉向到電容C_r，從而有效地降低關(guān)斷損耗。如圖3（h）所示，若電容電壓V_Cr超過(guò)輸出電壓幅值，那么D2會(huì )變?yōu)檎�向偏置，C_r經(jīng)由D2-L_r-D_o和輸出電路相連接。這樣一來(lái)，當Q關(guān)斷時(shí)，如圖4所示，通過(guò)輸出電壓V_o，Vc_r得到很好的箝位。

       實(shí)驗結果
　　圖5是用具有1.6MHz開(kāi)關(guān)頻率的FAN5331實(shí)現的LC諧振升壓轉換器。如圖所示，LC諧振相關(guān)值有C_r = 53pF、L_r = 4.5mH、L = 10mH。因此，由式（1）可求得諧振周期為T(mén)r=48.5ns。典型的輸入電壓為5.0V，輸出電壓設置為15.0V，負載電流為50mA。由開(kāi)關(guān)頻率可求得開(kāi)關(guān)周期Ts = 0.625ms，輸入輸出轉換占空比D = 0.67、T_on = 420ns及T_off = 205ns。

由式（3）可知，諧振電流峰值Irpk=51.4mA，但實(shí)驗結果卻為40mA。當Vo=Vin=5.0V、Po=750mW時(shí)，平均輸入電流Iin為176mA、Pin=880mW。故由式（4）可算出峰值電感電流Ipk=280mA。
圖6顯示了帶有和沒(méi)有諧振LC網(wǎng)絡(luò )的傳統升壓轉換器的比較結果。如前關(guān)于工作模式中所闡述的，當Q導通時(shí)，諧振周期開(kāi)始。圖7顯示了Q導通或關(guān)斷時(shí)的SOA安全工作區域曲線(xiàn)。正如預料，當Q關(guān)斷時(shí)，傳統升壓轉換器的漏極橫截面上的電流電壓要高得多。漏極橫截面上電壓電流的詳細波形如圖8所示。實(shí)驗結果顯示，利用無(wú)損LC諧振網(wǎng)絡(luò )，開(kāi)關(guān)損耗得以有效降低。

諧振網(wǎng)絡(luò )中諧振電感電流的實(shí)驗結果如圖9所示。諧振周期Tr 測量值大約為50ns，與Cr=53pF、Lr=4.5mH時(shí)根據式（1）計算的結果一致。

圖10顯示了無(wú)損耗諧振LC網(wǎng)絡(luò )的SOA曲線(xiàn)。比較圖7和圖10可看出，帶有LC諧振網(wǎng)絡(luò )的升壓轉換器的SOA比典型的沒(méi)有LC諧振網(wǎng)絡(luò )的升壓轉換器更好。圖11比較了帶有和沒(méi)有諧振LC電路的傳統升壓轉換器的效率，由圖可見(jiàn)，效率有顯著(zhù)提高，尤其是當DC輸入電壓較低時(shí)。

本文介紹了一種可獲得更高效率的LC諧振升壓轉換器電路，給出了詳細模式分析和設計指引。實(shí)驗結果顯示，這種LC諧振電路工作良好，可用于超便攜式應用以延長(cháng)電池壽命。