近年戶(hù)外運動(dòng)產(chǎn)業(yè)蓬勃發(fā)展疊加應急產(chǎn)業(yè)規范化管理，便攜式儲能市場(chǎng)規模呈現高速增長(cháng)態(tài)勢。在后疫情時(shí)代，全球戶(hù)外運動(dòng)熱情大漲，自駕游、垂釣、野餐露營(yíng)、追光攝影成主流，伴隨戶(hù)外消費質(zhì)量升級，戶(hù)外電源取代燃油發(fā)電機成為戶(hù)外用電的主流方案。

在碳達峰、碳中和的大環(huán)境下，全產(chǎn)業(yè)領(lǐng)域都在推進(jìn)能源供給轉型，能源轉型決定了全球需要“清潔綠色能源”發(fā)電。通過(guò)戶(hù)外電源+太陽(yáng)能板，搭建從發(fā)電、儲電到用電自給自足的用電閉環(huán)，理論上可脫離電網(wǎng)實(shí)現戶(hù)外用電自由，使便攜式儲能電源成為名副其實(shí)的“太陽(yáng)能戶(hù)外電源。

由于便攜式儲能電源產(chǎn)品的用途是移動(dòng)的，在家里時(shí)利用220V轉48V的直流適配器充電，在車(chē)上時(shí)利用車(chē)載12V限流充電，在戶(hù)外時(shí)則利用太陽(yáng)能面板電池充電。然而，太陽(yáng)能電池面臨著(zhù)挑戰，因為太陽(yáng)能電池的輸出電壓變化很大，幾乎每時(shí)每刻隨著(zhù)太陽(yáng)光照的變化而變化。因為太陽(yáng)能電池的輸出電壓取決于太陽(yáng)能電池板上的電量、系統的溫度和電池板上的負載。此時(shí)系統需要一個(gè)功率調節電路，用以獲取較大的輸入電壓范圍，使輸入始終保持最大利用率，最大功率。                     

今天我們要講到的是，ADI推出的LT8705降壓 - 升壓控制器 提供了一種極好的方法來(lái)解決工作電壓高達80V的系統中的可變性問(wèn)題，因為它可以接受2.8至80V的輸入電壓，并在輸出端提供1.3V至80V的電壓，可以解決當下流行的4塊光伏板串聯(lián)輸入充電（電壓高達72V）與12V車(chē)載充電的寬范圍輸入轉換的問(wèn)題，這使得設計能夠與眾多太陽(yáng)能電池板設備連接，通過(guò)運行一個(gè)程序來(lái)實(shí)現最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT) 和最大限度地利用太陽(yáng)能電池轉換的能量來(lái)進(jìn)一步改進(jìn)系統。

那就讓我們一起來(lái)看看如何設計便攜式儲能電源太陽(yáng)能充電電路吧。

設計實(shí)例

VIN = 8V 至 25V

VOUT = 12V

IOUT(MAX) = 5A

f = 350kHz

最大環(huán)境溫度 = 60°C

工作頻率確定

LT8705 的工作頻率可采用內部自由運行振蕩器來(lái)設定。當SYNC 引腳被驅動(dòng)至低電平 (<0.5V) 時(shí)，工作頻率由一個(gè)介于 RT 引腳和地之間的電阻值設定。IC 內部集成了一個(gè)修正的定時(shí)電容。振蕩器頻率采用下式計算：

RT的選擇

通過(guò)以下公式確定內部振蕩頻率所需的阻值

RSENSE的選擇

RSENSE 的選擇和最大電流必須正確地選擇 RSENSE 電阻以實(shí)現期望的輸出電流值。過(guò)大的電阻會(huì )將輸出電流限制在應用所要求的水平以下。

首先，確定升壓區中的最大容許 RSENSE 電阻，即 RSENSE(MAX,BOOST)。在此之后找出降壓區中的最大容許RSENSE 電阻，即 RSENSE(MAX,BUCK)。選擇的 RSENSE 電阻必須小于此兩者。

升壓區：在升壓區中，當 VIN 處于其最小值而 VOUT 為其最大值時(shí)，最大輸出電流能力最低。因此，在這些條件下必須選擇適當的 RSENSE 以滿(mǎn)足輸出電流要求。首先采用下式計算出 VIN 為其最小值而 VOUT 為其最大值時(shí)的升壓區占空比：

例如：VIN 范圍為 8V 至 25V 且 VOUT 被設定為 12V 的應用電路將具有：

參閱下圖“最大電感電流檢測電壓” 曲線(xiàn)圖，33% 占空比條件下的最大 RSENSE 電壓 ≅107mV，即：VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) ≅107mV  (對于 VIN = 8V，VOUT = 12V）。

接著(zhù)，必須確定升壓區中的電感紋波電流。如果主電感 L 未知，則可通過(guò)將 ΔIL(MAX,BOOST) 選擇為升壓區中最大電感電流的 30% 至 50% 來(lái)估算最大紋波電流 ΔIL(MAX,BOOST)，公式如下：

式中：IOUT(MAX,BOOST) 是升壓區中需要的最大輸出負載電流%Ripple 為30%至 50%。

降壓區：在降壓區中，當在最小占空比條件下工作時(shí)，最大輸出電流能力最低。這是因為斜率補償斜坡會(huì )隨著(zhù)占空比的增加而提高最大 RSENSE 電壓。針對降壓操作的最小占空比可采用下式計算：

式中的 tON(M2,MIN) 為 260ns (典型值，見(jiàn)下圖 “電特性”)

不過(guò)，在計算最大 RSENSE 電阻之前，必須確定電感紋波電流。如果主電感 L 未知，則可通過(guò)將 ΔIL(MIN,BUCK) 選擇為降壓區中最大電感電流的10% 來(lái)估算紋波電流ΔIL(MIN,BUCK)，公式如下：

式中：IOUT(MAX,BUCK) 是降壓區中所需的最大輸出負載電流。

然后，分別估計升壓區和降壓區中的最大和最小電感電流紋波

現在，計算升壓區和降壓區中的最大 RSENSE 阻值：

如需增加 30% 的額外裕度，則選擇 RSENSE = 11.4mΩ/ 1.3 = 8.7mΩ

VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) 是最大占空比條件下升壓區中的最大電流檢測電壓 (見(jiàn) “RSENSE 的選擇和最大電流” 部分）即：VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) ≅107mV

選擇的 RSENSE 電阻必須小于降壓和升壓中的最大 RSENSE 阻值。

電感的選擇

由于 RSENSE 已知，現在我們可以用下式來(lái)確定可在升壓區中提供足夠負載電流的最小電感值：

為避免在電感電流中出現次諧波振蕩，應根據下式來(lái)選擇最小電感：

電感必須高于上面計算的所有最小值，我們將選擇一個(gè)10μH 的標準值電感以改善裕度。

電感最大電流額定值

最大電流額定值計算，電感電流額定值必須大于其峰值工作電流，以防止電感飽和導致效率下降。

升壓區中的峰值電感電流為：

式中的 DC(MAX,M3,BOOST) 是 M3 開(kāi)關(guān)的最大占空比百分數。

當工作于降壓區時(shí)的峰值電感電流為：

式中的 DC(MAX,M2,BUCK) 是 M2 開(kāi)關(guān)在降壓區中的最大占空比百分數，其由下式給出：

電感電流額定值必須大于以下升壓和降壓模式下的峰值工作電流

MOSFET的選擇和效率考慮

LT8705 需要 4 個(gè)外部N溝道功率 MOSFET，兩個(gè)用于頂端開(kāi)關(guān)（開(kāi)關(guān)M1和M4），另兩個(gè)用于底端開(kāi)關(guān)（開(kāi)關(guān) M2 和 M3）。功率 MOSFET 的重要參數是擊穿電壓 VBR , DSS、門(mén)限電壓 VGS , TH、導通電阻RDS(ON)、反向傳輸電容 CRSS (柵極至漏極電容) 和最大電流 IDS(MAX)。柵極驅動(dòng)電壓由 6.35V GATEVCC 電源設定。因此，在 LT8705 應用中必須采用邏輯電平門(mén)限MOSFET。

在選擇功率 MOSFET 時(shí)考慮功率耗散是非常重要的。為了提高效率，需要選用功耗低的 MOSFET，必須限制功耗以避免器件因過(guò)熱而損壞。

對于大多數降壓-升壓型應用，M1 和 M3 功耗最高，而 M2 功耗最低，除非輸出變至短路狀態(tài)。在有些場(chǎng)合中，可采用兩個(gè)或更多的 MOSFET 并聯(lián)來(lái)減少每個(gè)器件中的功耗，當功耗以 MOSFET 導通時(shí)的I2R損耗為主時(shí)，這是最有幫助的。并聯(lián)連接多個(gè)MOSEFT產(chǎn)生的附加電容有時(shí)會(huì )減緩開(kāi)關(guān)邊緣速率，因而造成總開(kāi)關(guān)功率損耗的增加.

MOSFET 的選擇

MOSFET 的選擇基于額定電壓、CRSS和 RDS(ON) 值。應確保器件的規格是針對可用柵極電壓幅度下的工作而擬定的，這一點(diǎn)很重要。在該場(chǎng)合中電壓幅度為 6.35V，可使用具有規格在 VGS = 4.5V 的 RDS(ON) 數值的 MOSFET選擇 M1 和 M2：當最大輸入電壓為 25V 時(shí)，應采用額定電壓至少為 30V 的 MOSFET。由于我們尚不知曉實(shí)際熱阻(電路板設計和氣流有重大的影響)，因此我們假設從結點(diǎn)至環(huán)境的 MOSFET 熱阻為 50°C/W。如果我們針對最大結溫 TJ(MAX) = 125°C 進(jìn)行設計，則可計算最大可容許功率耗散。首先，計算最大功率耗散：

由于升壓區中的最大 I2R 功率耗散出現在 VIN 最小之時(shí)，因此我們可以采用下式來(lái)確定升壓區的最大可容許 RDS(ON)：

Onsemi FDMS7672 可滿(mǎn)足該規格，其在 VGS = 4.5V 的條件下具有約 6.9mΩ 的最大 RDS(ON) (在 125°C 時(shí)約為10mΩ)。檢查最大 VIN 和最小 VOUT 條件下降壓區中的功率耗散：

可通過(guò)選擇一個(gè)較低的開(kāi)關(guān)頻率來(lái)降低 0.88W 的最大開(kāi)關(guān)功耗。由于該計算是近似的，因此應在 PCB 上測量實(shí)際的上升和下降時(shí)間以獲得更好的功耗估計。當電路工作于降壓區時(shí)，M2 中的最大功率耗散出現在最大輸入電壓下。若采用 6.9mΩ  FDMS7672，則功率耗散為：

選擇 M3 和 M4：當輸出電壓為12V，我們需要具有 20V 或更高額定電壓的 MOSFET。當輸入電壓最小和輸出電流最高且工作在升壓模式時(shí)，開(kāi)關(guān)的功耗最大。對于開(kāi)關(guān) M3，功率耗散為：

如 “功率 MOSFET 的選擇和效率考慮” 部分所述。開(kāi)關(guān) M4 中的最大功率耗散為：

Onsemi FDMS7672 也可用于 M3 和 M4。假設上升和下降時(shí)間為 20ns，則 8V 最小輸入電壓下的功率損耗計算值為 0.82W (對于 M3) 和 0.39W (對于 M4)。

輸出電壓設置

LT8705的輸出電壓利用一個(gè)謹慎地布設在輸出電容兩端的外部反饋阻性分壓器來(lái)設定。由誤差放大器 EA4 將產(chǎn)生的反饋信號 ( FBOUT ) 與內部高精度電壓基準 (典型值1.207V) 進(jìn)行比較。輸出電壓由下式給出：

輸出電壓：輸出電壓為 12V。將RFBOUT2 選擇為 20k。RFBOUT1 為：

輸入電壓調節或欠壓閉鎖

 通過(guò)在 VIN、FBIN 和 GND 之間連接分壓電阻，FBIN 引腳可提供一種用于調節輸入電壓或創(chuàng )建欠壓閉鎖功能的方法。請參閱 “方框圖” 中的誤差放大器 A3，當 FBIN 低于1.205V 基準時(shí)，VC 會(huì )拉低。例如，倘若 VIN 由一個(gè)阻抗相對較高的電源 (即：太陽(yáng)能板) 提供，且吸收電流把 VIN拉至一個(gè)預設限值以下，則 VC 將被降低，從而減小從輸入電源吸收的電流并限制電壓降。請注意，在強制連續模式中（MODE 引腳為低電平）使用該功能會(huì )導致從輸出吸收電流并迫使其進(jìn)入輸入端。如果不需要這種運行方式，則使用不連續或突發(fā)模式操作。如需設定最小輸入電壓或輸入電壓穩壓值，可采用下式：

總結

根據以上計算方法得出了電感、MOSFET的設計與選型，參照規格書(shū)基準電壓把電壓電流檢流反饋電阻設計好，至此整個(gè)電路主框架也就設計完了。

便攜式儲能市場(chǎng)規模呈現高速增長(cháng)態(tài)勢，越來(lái)越需要寬輸入電壓范圍大功率升降壓解決方案�？梢钥吹�，ADI LT8705 作為一款 80V 同步四開(kāi)關(guān)降壓-升壓控制器， 能夠使用比較精簡(jiǎn)的元器件完成高功率太陽(yáng)能電池板轉換器的設計。